两级CMOS运算放大器的设计与spectrum仿真

两级CMOS运算放大器的设计与spectrum仿真

LAB2 两级CMOS运算放大器的设计

一：基本目标：

参照《CMOS模拟集成电路设计第二版》p223.例6.3-1设计一个CMOS两级放大器，满足以下指标：

Av 500V0V/

(d7b VDD 2.V5 VSS 2.V5

为什么要使用两级放大器，两级放大器的优点：

单级放大器输出对管产生的小信号电流直接流过输出阻抗，因此单级电路增益被抑制在输出对管的跨导与输出阻抗的乘积。在单级放大器中，增益是与输出摆幅是相矛盾的。要想得到大的增益我们可以采用共源共栅结构来极大地提高输出阻抗的值，但是共源共栅结构中堆叠的MOS管不可避免地减少了输出电压的范围。因为多一层管子就要至少多增加一个管子的过驱动电压。这样在共源共栅结构的增益与输出电压范围相矛盾。为了缓解这种矛盾引进了两级运放，在两极运放中将这两点各在不同级实现。如本文讨论的两级运放，大的增益靠第一级与第二级相级联而组成，而大的输出电压范围靠第二级这个共源放大器来获得。

vout

SS

图 1两级CMOS运算放大器

GB 5MHz CL 10pF SR 10V / s 1~2 V PdVout范围= 2V ICM R

iss

2mW

相位裕度：60

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表1 典型的无缓冲CMOS运算放大器特性

二：两级放大电路的电路分析：

图1中有多个电流镜结构，M5,M8组成电流镜，流过M1的电流与流过M2电流

Id1,2 Id3,4 Id5/2，同时M3，M4组成电流镜结构，如果M3和M4管对称，那么相同的

结构使得在x，y两点的电压在Vin的共模输入范围内不随着Vin的变化而变化，为第二极放大器提供了恒定的电压和电流。图1所示，Cc为引入的米勒补偿电容。

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表2 0.5 m工艺库提供的模型参数

表3 一些常用的物理常数

利用表2、表3中的参数

COX ox/toxK 0Cox

计算得到

109 A/VKN

61 A/VKP

22

第一级差分放大器的电压增益为：

Av1

gm1gds2 gds4

（1）

第二极共源放大器的电压增益为

Av2

gm6gds6 gds7

（2）

所以二级放大器的总的电压增益为

Av Av1Av2

gm1

gm6

2gm2gm6

I5( 2 4)I6( 6 7)

gds2 gds4gds6 gds7Id5CC

（3）

由电路的压摆率SR 得到

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要求60°的相位裕量，则补偿电容的最小值有Cc>(2.2/10)(10pF)=2.2pF（假设RHP零点高于10GB以上）

考虑共模输入范围：

在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有

VDD VSG3 Vn VIC(max) Vn VTN1 VIC(max) VDD VSG3 VTN1 （4）

在最小输入情况下，考虑M5处在饱和区，有

VIC(min) VSS VGS1 VDsat5 VIC(min) VSS VGS1 VDsat5 （5）

而电路的一些基本指标有

p1

gm1AvCCgm6CL

（6）

p2

（7）

z1

gm6CC

（8）

GB

gm1CC

（9）

CMR:

最大）=VDD 正的

CMR V（in

T3(最大) VT1(最小) (10)

最小）=VSS 负的

CMR V（in

T1(最大) VDS5(饱和) (12)

相位裕量有

M 180 tan(

1

GBp1

1

) tan(

1

GBp2

) tan(

1

GBz1

)

即得到 M 180 tan(Av) tan(

1

gm1CCgm6CL

) tan(

1

gm1gm6

)

由此可以看出，得到较大的相位裕量，必须使得

gm1gm6

足够的小才行

由补偿电容最小值2.2pF，为了获得足够的相位裕量我们可以选定Cc=3pF,由摆率指标和Cc我们算出

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Id5=(3*10)()10*10)=30μA(为了一定的裕度，我们取iref 40 A。)则可以得到，Id1,2 Id3,4 Id5/2 20 A

-126

下面用ICMR的要求计算(W/L)3

(

WL

WL

WL

)3

I5

(K)[VDD VSG3 VTN1]

'3

2

11/1

所以有(

)3=()4=11/1

由GB

gm1CC

，GB=5MHz，我们可以得到gm1 5 106 2 3 10 12 94.2 s

2m1'

N1

即可以得到(W/L)1 (W/L)2

g

2KI

2/1

用负ICMR公式计算VDsat5由式（12）我们可以得到下式

VIC(min) VSS VGS1 VDsat5

如果VDS5的值小于100mv，可能要求相当大的(W/L)5，如果VDsat5小于0，则ICMR的设计要求则可能太过苛刻，因此，我们可以减小I5或者增大(W/L)5来解决这个问题，我们为了留一定的余度我们VIC(min)等于-1.1V为下限值进行计算

VDsat5 VIC(min) （

I5

1

2

） VTN1 VSS

1

则可以得到的VDsat5进而推出

S5 (W/L)5

（2I5）K5(VDsat5)

'

2

11/1

即有(W/L)5 (W/L)8 11/1

为了得到60°的相位裕量，gm6的值近似起码是输入级跨导gm1的10倍（allen书p.211例6.2-1），我们设gm6 10gm1 942 s，为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的正确镜像，要求VSG4 VSG6，图中x，y点电位相同

我们可以得到(W/L)6 (W/L)4

gm6gm4

64/1

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进而由gm6 我们可以得到直流电流 Id6 Id7

g

'

2m6

2K6(W/L)6

gm62K6S6

'

2

113.7 A

同样由电流镜原理，我们可以得到

(W/L)7

Id7Id5

(W/L)5 32/1

三：指标的仿真和测量

电路基本元件的spice网表

.lib'c:\synopsys\h05mixddst02v231.lib' tt m1 x vin vn vss mn w=2u l=1u

m2 y vin vn vss mn w=2u l=1u m3 x x vdd vdd mp w=11u l=1u m4 y x vdd vdd mp w=11u l=1u m5 vn 3 vss vss mn w=11u l=1u m6 vout y vdd vdd mp w=64u l=1u m7 vout 3 vss vss mn w=32u l=1u m8 3 3 vss vss mn w=11u l=1u Iref vdd 3 40u Vdd vdd 0 dc 2.5 Vss vss 0 dc -2.5 Vin vin 0 dc 0 .end 1、DC分析

图2 VOUT、M5管电流、M7管电流、Vx与Vy与输入共模电压变化的关系

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1.1 Vss<vin<Vth+Vss

M1,M2,M3,M4工作在截止区。由于管子宽长比的设定而使得M1,M2,M3,M4都工作截止区时V（x），V（y）点的的电压大约在1.95v左右，因此M6的Vsg小于其阈值电压，M6处于截止状态。此时M5,M7的Vgs相等为定值，即为M8与电流源内阻的分压，且大于其阈值电压，故M5,M6管子应当处于饱和或者线性区，而此时Vss的电流接近40u，即接近Iref，所以M5，M7管子电流接近0，因此我们可以得到M5,M7管都处于线性区。 1.2 Vin> Vth+Vss

M3，M4工作在饱和区。而由于此时电流不是很大，导致VSG 3,4不是很大，这样导致Vx的电压还是比较高，所以M1，M2工作在饱和区。M5由于这个时候的电流不很大，仍然工作在线性区。即这时M1,M2,M3,M4都工作在饱和区，M5工作 …… 此处隐藏：4813字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……