定子永磁型混合励磁双凸极电机设计、分析与控制(3)

kend=

φδ_3Dφδ_2D

Bδ_3D(le_end) Dsile_end

αδ

=, (36) δ_2De sie

αδ

2

式中, le_end为考虑到端部漏磁的轴向有效长度, 数值上与le相同. Bδ_3D(le_end)为考虑端部漏磁时, 在有效长度le_end内沿轴向变化的气隙磁密, B δ_2D(le)为不考虑端部漏磁的气隙磁密, 数值上等于2D有限元计算中的气隙磁密.

图5为HEDS电机的网格剖分模型, 在电机本体的端部附加了空气端部, 为便于直观显示, 图中考虑电机定子外围漏磁的空气区域未画出.

βs=θcs, (30)

αδ=αa+αb+αc≡βr, (31)

由图4, 根据磁路安培定律, 可得

式中αδ为A, B, C三相的定、转子齿的重叠角之和.

FPM RPM×φm+FDC=φδRδ, (32)

式中, Rδ三相磁路的磁阻之和, 即:Rδ=Ra//Rb//Rc,

图5 HEDS电机网格剖分模型

φδ为气隙磁通.

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图6为转子任一位置下, 2D和3D情况下定、转子齿重叠处气隙磁密沿电机轴向分布. 显然, 由于考虑了端部漏磁的影响, 3D情况下快接近端部时气隙磁密值明显下降. 所以, 根据图6, (36)式可进一步写成 图9为电机的有限元计算空载反电势和实测波形, 此外, 表1列出了两种不同结构定子永磁型电机利用“一步法”计算出来的反电势值与实测值. 可见, 采用

kend=

BCFG

v∫

Bδ(le_end) dle_end

Dsi

α2δ

si

()d αδBll0eeδv∫2BDEG

, (37)

通过计算图6中的BCFG与BDEG包围的面积,

可以很方便的计算出电机的端部漏磁系数, 既:

kend=0.87. (38)

图7 考虑到端部漏磁的空载磁链

该系数表明该电机由于定子外漏磁和端部漏的影响, 3D下的电机的永磁磁链、电感以及反电势等与2维有限元计算的结果存在13%的偏差. 将端部漏磁系数与2D下计算结果相乘, 即可获得考虑到端部漏磁和外漏磁的磁链、反电势以及电感等, 显然比一个电周期下根据步长计算电机多个转子位置的传统的3D法, 要快速和方便, 由于只需要计算3D情况下任意一个位置的磁密值, 该方法可称为3D“一步法”. 图7为HEDS电机两种方法下的空载磁链曲线, 图8给出了空载时电机电感的计算值和实测值, 表明利用端部漏磁修正后的计算结果与实测结果相吻合.

图8 有限元计算与实测电感图

图6 气隙磁密峰值沿轴向的分布图

表1 不同结构电机反电势比较(1500 r/min)

Motor

HEDS motor

+Vmax (V) Vmax (V) VRMS (V) +Vmax (V) Vmax (V) VRMS (V)

2D FEM One-step 3D Measured End effect 72.79 65.58 64.80

0.87 72.91 65.69 67.20

55.12 48.51 48.01 118.58 103.2 100.31

0.87 118.97 103.55 103.13

81.33 70.89 70.2

图9 有限元计算与实测反电势图

DSPM motor

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朱孝勇等: 定子永磁型混合励磁双凸极电机设计、分析与控制

3D“一步法”修正后的计算值都更加接近实验结果. 表明, 该方法不仅能应用于该HEDS电机, 同样能有效应用于不同结构的定子永磁型电机, 具有一般性.

图10给出电机端部漏磁系数与电机永磁体厚度、气隙大小以及轴长之间的关系, 可以看出HEDS电机端部漏磁系数主要与电机轴长有关, 而电机的永磁体用量以及气隙大小对端部漏磁影响较小, 这一结论也有助于分析其它类型定子永磁型电机的端部漏磁特性.

图11为不同电枢电流下电枢绕组的自感曲线, 显然, 电枢绕组的自感不仅与转子位置有关, 还与电枢电流的大小有关. 图12给出了不同励磁电流下的

图11 不同电枢电流下的自感

图12 不同励磁电流时的电枢绕组与励磁绕组间的互感

电枢绕组和励磁绕组之间的互感, 可见, 电枢绕组和励磁绕组之间的互感也是转子位置和励磁电流的函数. 与电枢绕组的自感相比, 电枢绕组与电励磁绕组之间的互感值较大, 这正是由于导磁桥的存在, 使得电励磁磁场对电机永磁磁场的影响程度较大.

4.2 磁场调节能力分析

为进一步验证电机的磁场调节能力, 图13给出了电机1500 r/min下不同电励磁电流时的理论反电势波形和实测波形. 可以看出, 无论在形状还是幅值上, 有限元计算结果与实测结果均具有较好一致性.

为定量分析, 表2给出了不同方法下的电机磁场调节能力系数. 当电励磁磁势从 600到+600安匝变化时, 采用等效磁路法获得磁场调节系数为 50%

图10 电机不同参数变化情况下的端部漏磁系数

(a) 永磁体厚度变化; (b) 气隙变化; (c) 轴长变化

到50%. 而采用有限元方法计算的磁场调节系数为 60%到+30%. 显然, 考虑了铁心饱和与漏磁通影响的非线性有限元方法结果与实测结果更为接近.

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图14 HEDS电机驱动系统控制原理框图

图13 不同励磁电流下的反电势波形

(a) 理论波形; (b) 实测波形

分配与控制的单元, 控制也更加复杂. 而且存在的额外电励磁铜耗, 也会降低电机的效率, 因此, 根据电机的设计性能指标, 如何制定合理的控制策略, 使电机在宽调速范围内保持较高的能量效率, 这是该类电机及其控制系统的又一难点之一.

为保证该类电机在整个运行区间具有较高效率,可对电机采用分区控制策略: 一是在电机启动或低速重载时施加短时正向励磁电流, 产生与永磁转矩方向一致的电励磁转矩, 从而提高电机的动态响应特性, 满足如电动汽车等场合需频繁快速启动、爬坡以及紧急制动所需的大转矩的运行要求; 二是在基速以下, 电励磁电流保持为零, 确保电机主要运行区间的高效率; 三是在大于基速的高速巡航区, 通过在线调节反向励磁电流, 实现电机的直接弱磁控制, 提高电机的运行速度, 拓宽电机的调速范围.

表2 磁场调节系数α+与α

5.2 运行性能

为验证理论分析的正确性以及电机的驱动性能,FEM (%) Measured (%)

MMF (A-turns) method (%)

制作了一台额定功率为750 W的原理样机, 如图15

600 50 55 59

所示, 并进行了实验研究. 图16为电机驱动系统实 400 33 37 38

200 17 17 18 验测试平台. 该系统由电机、基于DSP的驱动控制系0 0 0 0

统、直流测功机、电子负载以及动态转矩传感器等构

+200 17 17 14

成. 其中直流测功机由一台2.2 kW直流电动机和稳+400 33 21 20

+600 50 29 26 态转矩测试装置构成, 可显示稳态转矩的大小. 动态

转矩传感器可显示电机的动态转矩, 实时评估电机

5 控制策略与驱动性能验证

的转矩脉动.

电机处于基速以下时, 对电机的电流控制方法与

永磁无刷电机相似, 对于直槽转子电机, 可采用方波电流控制, 即BLDC控制方式, 如图17. 对于斜槽转子 …… 此处隐藏：3419字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……