一种高效率绿色模式开关电源控制器的研究(2)

在Burst工作模式中,控制器控制输出电压略高于PWM工作模式中的输出电压,设计中,Burst下限高于EA基准的016%,上限高于EA基准的117%.当负载较重时,变换器工作在PWM模式,当负载下降到一定值时,电感电流的峰值不再随着负载的变化而变化,输出电压上升,直到达到Burst比较器上限时才会控制功率开关关断,变换器进入到Burst工作模式.类似,当负载从轻载变到重载,电感电流峰值需要随着负载变化而调整时,输出电压下降,直到达到EA基准变换器才回到PWM工作模式.这就相当于在模式切换的负载条件之间形成了一个迟滞窗口,窗口的下限是EA基准,

上

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半　导　体　学　报第29

卷

图6　

峰值电流箝位模块

Fig.6　Clampmoduleofpeakcurrent

在设计中,取PM0和PM_P的宽长比的比值为

1∶3000,因此流过PM0和PM_P的1∶3000.可得检测电压VIL为

=in-=IL

(2)

3000

=Vin-KIL

其中　K=

;IL为流过功率开关的电流,也直接反

3000

映了电感电流的信息.

峰值电流箝位电路原理如图6所示,该电路同时也是电压环和电流环的结合点.图中VIL即为(2)式中定义,Vsense和Vpeak即为图3中所定义.

(3)Vsense=VIL-R1I0

　　当变换器工作在重载条件下时,误差放大器的输出较高,NM0导通,Vpeak值就会受EA输出的调节.假设NM0导通时工作在饱和区,则

(4)Vpeak=Vin-(R1+R2)(I0+INM0)

其中　INM0为流过NM0的电流,随误差放大器输出的变化而变化.Vsense和Vpeak是输入到后级电流比较器的信号.

结合(2)～(4)式,就可以得到电感电流和EA输出的关系式.

(5)KIL=R2I0+(R1+R2)INM0

　　当变换器工作在轻载条件下时,误差放大器输出较低而不足以使得NM0导通,此时,Vpeak值就不再随着EA输出的变化而调节.

(6)Vpeak=Vin-(R1+R2)I0

此时,(5)式中INMO可以看作零.

(7)KIL=R2I0

　　根据(5)

和(7)式,可以设计合适的电路参数,以保证在应用所需的负载范围之内误差放大器不会饱和,同时可以限制最大的负载值,且当负载低于一定值时实现峰值电流箝位控制.

图6中的Slop+和Slop-两个节点主要用来加入斜坡电流,当变换器工作在重载条件下且占空比大于50%时,则实现斜坡补偿的功能.

4　测试结果

μmBCD工艺下设计和制造.该变换器芯片在115

图7为该变换器芯片的显微照片.整个芯片面积为615mm2,芯片下部主要是集成的功率开关和同步整流开关,面积约为2mm2,上部为控制器.

测试中应用的Buck变换器拓扑如图8示.设置工作频率为1MHz,输入电压范围2～7V,输出电压115V.改变分压电阻的取值可改变输出电压,表1为一组典型应用下的分压电阻取值参考.电路可承受的负载范围为0～500mA,足以能满足一般便携式设备的应用需求.

图9给出变换器在重载工作条件下的测试结果,负载电流为300mA.可看到此时变换器以时钟频率稳定工作在PWM模式,测得输出电压的纹波为516mV.图10是变换器工作在最大负载500mA下的测试结果,可看到变换器依然以恒定频率稳定地工作在PWM模式下,输出电压纹波为616mV,满足了设计的负载范围要求.

表1　不同输出电压下的分压电阻取值

Table1　Valueofdividedresistorsunderdifferentoutputvolta2

ges

Vout/V

R1/kΩ

R2/kΩ

0.851.21.51.8

51.1127191255

133133133133

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第9期娄佳娜等:　

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图12　负载跳变测试曲线

Fig.12　Testcurvesofloadtransition

表2simulationresults

inPWMmodeoperation/mVRipplevoltageinBurstmodeoperation/mVOutputvoltagedifferencebetweenPWM

modeandBurstmode/mV

Droopvoltage@50mA→300mAstep/mVRecoverytime@50mA→

300mAstep/μs

Overshootvoltage@300mA→50mAstep/mVRecoverytime@300mA→50mAstep/μs

测试结果

516

39.22011236322

仿真结果

3.920.6309714241413414

图11为轻载条件下的测试结果,负载电流为50mA.此时变换器工作在Burst模式,即以时钟频率连续工作若干周期之后又连续关断若干周期.负载越低,关断的时钟周期就越多.此时测得输出电压纹波为3912mV.如前述,纹波电压的大小主要由片内Burst比较器的迟滞窗口所控制.

图12所示是负载跳变时输出响应的测试结果.测试中使负载在50和300mA之间跳变,负载变化速率为800mA/μs.波形显示,Burst工作模式下的输出电压平均值比PWM模式下的高20mV,这是由于在两种模式下采用了不同基准.在重载跳变到轻载的过程中,过冲

μs,较好地实现了对于过冲电压为32mV,恢复时间为2

电压的抑制,且在两个周期内就可以完成模式转换达到稳定状态,响应速度相当快

.

　　以上即为该变换器的稳态和瞬态测试结果.表2是测试结果与仿真结果的比较,测试中不可避免地会有一些测试误差和寄生参数的影响,但总体上还是符合设计指标的,即已达到了预期的设计要求.

图13是变换器效率测试曲线,可以看到,当变换器工作在PWM/Burst多模式调制状态时,由于在轻载条件下间隔地关断功率开关和不必要的耗电模块,使得在整个工作负载范围内变换器的效率基本上保持恒定,反映出Burst控制模式有效减小了轻载时的开关损耗和静态功耗.而单纯的PWM模式工作(Burst模式被禁止时),变换器的效率在重载时还能维持在一定值,但随着负载的减小急剧下降,这反映出轻载时PWM开关损耗成为主要功耗,也证明轻载时采用Burst模式对于降低功耗是必要的.

与通常提高轻载效率的方法相比[2,4],本文提出的Burst工作模式,不仅具有较高的轻载效率,还体现了

图11　Burst工作模式测试曲线图13　变换器效率曲线

Fig.11　TestcurvesofBurst

modeFig.13　Efficiencycurveoftheconverter

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与其他方法相比更优的负载调整率,且简化了外围应用

电路设计的复杂性.

5　结语

提出一种高效率绿色模式降压型集成开关电源控制器的设计,其特点是采用了PWM和Burst交替的多模式控制,有效提高了变换器的效率,并成功实现了不同模式间的平滑过渡以及过冲电压的抑制.片上电流检测技术的应用进一步降低了芯片的功耗,提高了电源精度.此外,功率开关和同步整流开关的集成不仅方便了片上电流检测技术的实现,也简化了应用电路.芯片在μmBCD工艺下设计与实现,并得到了预期的测试115结果.

致谢　作者在工作过程中与美国国家半导体公司DavidPace,KalonChu,GuyCheung的讨论,.参考文献

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