一种新型交错并联高增益升压变换器

ＶＩ－ＩＳ－Ａ１）Ｃ平台内置ＡＤＣ的分辨率，且不降低系统的采样速率。

参考文献

［１］杨银堂，朱樟明，等．高速ＣＭＯＳ数据转换器［Ｍ］．北

京：科学出版社。２００６。９．

［２］林嵘，孙金生，秦华旺，等．数据转换与接口技术［Ｍ］．

江苏：东南大学出版社，２００４。９．

［３］李刚，张丽君，林凌。等．利用过采样技术提高ＡＤＣ

输ＡＡ）Ｃｌ电压∞ｌｌ／ｍＶ

测量微弱信号时的分辨率［Ｊ］．纳米技术与精密工程，２００９。７（１）：７１．７５．

图５输入电压绝对误差曲线

［４］马艳玲。赵战民，李明亮．高精度两次采样ＡＤ转换

６．

结论

本文提出了一种双ＡＤＣ线性拟合方法，利

［Ｊ］．微计算机信息，２００８，５．２：３１１．３１２．

［５］王曙光．提高ＡＤＣ分辨率的电路设计［Ｊ］．机床与液

压，２００７，３５（７）：２０１．２０２．

用两次低精度模数转换结果线性拟合成一个高精度转换结果，并通过ＶＨＳ．ＡＤＣ高速数字信号处理系统联合外部辅助电路进行了仿真实验。实验表明，采用本文方法能够在一定程度上提高

一种新型交错并联高增益升压变换器

马召鼎，

陆治国马雪峰郑路遥

（重庆大学高电压与电工新技术教育部重点实验室，重庆４０００３０）

摘要；本文在单开关Ｂｏｏｓｔ平方变换器和交错并联Ｂｏｏｓｔ变换器的基础上。提出了一种新型高增益升压变换器。本拓扑具有大变比升压能力，并且所有开关管和二极管的电压应力都明显低于输出电压，因此可以使用低电压等级的开关来降低开关损耗和工作损耗．本文详细分析了其工作原理，并设计了一台ＩＯＯＷ的原理样机，验证了本拓扑的优点．关键词：升压变换器；

高增益；

低电压应力；

交错并联

１．引言

高增益升压变换器在工业领域中得到广泛的应用。例如，汽车用高强度气体放电灯需要将１２Ｖ电压升高到ＩＯＯＶ稳定值：在ＵＰＳ后备电源中，

目前实现高增益主要有以下几种方法：

１、使用变压器和耦合电感来扩展增益。然而

高变比的变压器带来很多问题：变压器的漏感和副边绕组的寄生电容造成了开关管上电压和电流尖峰，增加了损耗和噪声使整个系统的效率下降，甚至损坏开关元件。使用有源钳位电路、无源吸收电路可以减轻这些尖峰，但是这使主电路和控制系统复杂化，并且变压器限制了变换器工作频率的提高。

２、使用开关电容来升高电压嗍。这类拓扑不

需要将４８Ｖ蓄电池电压升高到３８０Ｖ甚至更高【３】：

在新能源领域，太阳能光伏电池（３３－４３Ｖ），燃料电池（２２－４８Ｖ）等输出电压都很低，需要通过一级

大变比升压变换器与并网逆变器的输入电压

（３８０Ｖ、７６０Ｖ）匹配Ｉ引。

传统的Ｂｏｏｓｔ和Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ变换器拓扑是最简单的升压拓扑，然而在实际应用中受到各种条

需要磁性元件，减小了变换器体积，并且工作频率达到ＭＨＺ，提高了功率密度。但是，这类拓扑需

要的开关元件太多，驱动电路复杂，并且电压增益只能整数倍提升，限制了其应用领域。

３、使用级联结构来升高电压【ｌ咿】。传统的级联Ｂｏｏｓｔ变换器使用两套功率设备、磁芯和控制电路，成本较高，并且级联结构的稳定性也是一个必须考虑的问题。单开关Ｂｏｏｓｔ平方变换器［／１１９１

件的限制【５ｌ。功率开关管关断时间非常短，尤其

在高开关频率时，这就给开关器件的选择带来很大困难，在控制上也很难实现，当占空比接近于１的时候会导致非常大的电流纹波，增加了开关管的工作损耗，并且二极管反向恢复问题非常严重№】。另外，开关管和输出二极管的电压应力都等于输出电压，所以不能选择低电压应力高性能的开关管。

２４ｌ

（图１）使用一个开关、三个二极管，简化了控制

电路并且提高了级联结构的稳定性，但是开关管和二极管电压应力仍等于输出电压。二极管反向

恢复问题严重，在大功率应用场合效率很低。

ｆ

ｒ！

ｈ

Ｉ

一

洲

示。

心

“一

图１单开关ｂｏｏｓｔ平方变换器

一％

交错并联变换器有很多优势【４】：可将功率分

．／＼．

一一

．／。￡

、＼

＼

、～

１、

ｒ

／

配到各个变换通道中，增加了变换器的功率等级；

改善了变换器的动态响应性能，提高了变换器的能量传输速度；降低了输入输出电流的纹波，减少了电感和电容的体积，提高了功率密度。因此，本文在改进型级联Ｂｏｏｓｔ变换器和交错并联思想的基础上提出一种低电压应力高增益的升压变换器。

２．主电路工作原理与分析

主电路由单开关Ｂｏｏｓｔ平方变换器【Ｉ】【９】（图２中虚线框内）、基本Ｂｏｏｓｔ和电容Ｃ：构成，单开关Ｂｏｏｓｔ平方变换器与基本的Ｂｏｏｓｔ交错并联运行

【２儿４】。

、坠一７ｔＨ

：：Ｉ

—、

—、‘

、～

＋

—、

●

～ｃ／（１二！丛■

一ＤＴ。一

图３主要工作波形原理

状态１：开关管Ｓ。断开、Ｓｚ导通，电感Ｌ－通过二极管Ｄ２给电容Ｃ。充电，电源对电感Ｌｚ充电，电感Ｌａ通过二极管Ｄ。给电容ｃ２充电，如图４所

圈４上作狄森ｌ

可得到以下方程式：

图２主电路拓扑

以下将详细说明本拓扑工作原理，假设电路工作在连续导通模式（ＣＣＭ）下；开关Ｓ－和Ｓｚ采用移相控制策略（ｐｈａｓｅ

ｓｈｉｆｔ

ｃｏｎｔｒ０１）；占空比ｄ

为开关管Ｓ。的占空比，稳态时为Ｄ。本拓扑在占空比０＜Ｄ＜０．５和占空比Ｏ．５≤Ｄ＜ｌ范围时工作过程不同，在Ｏ．５≤Ｄ＜１时能够实现大变比，且低开关电压应力的特点，所以本文只讨论占空比Ｏ．５≤Ｄ＜ｌ的情况。一个工作周期分四个工作状态，主要工作波形图见图３，以下详细分析。

Ｌ。掣ｑ（ｔ）叫．∽Ｌ：掣ｕ∽Ｌ，竽叫沪ｋ（ｆ）

ｃ。竽吨（ｒ）飞（ｆ）ｃ：竽吨∽ｃ．掣；一半

状态２：开关管Ｓ。和Ｓ：导通，电源对电感Ｌ－、Ｌ：充电，电容Ｃ。对电感Ｌ。充电同时电容Ｃｔ放电，电容Ｃ２审压傈持不变。如图５所示。

２４２

ｃ：掣＝－－ｉＬ：∽

Ｃ！：！：塑：一生盟

ｏ

ｄｔ片

状态４：和状态２相同，方程亦相同。稳态时忽略电容Ｃｔ、ｃ２和Ｃｏ上电压脉动，由电感Ｌｔ、Ｌｚ和Ｌ。伏秒平衡原理，电容Ｃｔ、Ｃ２和ＣＤ

圈５上ｆｔ．状悉Ｚ

安秒平衡原理，由以上各状态方程组可以得到如可得到以下方程式：

下稳态时的表达式。

￡。掣－ｖ．（１）％／匕＝１Ｉ（Ｉ—Ｄ）（１）Ｌ：掣ｕ∽ｋ，匕＝Ｉ／０－Ｄ）２

（２）Ｌ，掣弘。∽

巧／ｖ，＝（２－Ｄ）Ｉ（１－Ｄ）２

（３）ｃ，掣刊印）‘＝屹／Ｒ（１一Ｄ）２

（４）ｃ：竽＝。ｋ＝屯＝屹／Ｒ（１一Ｄ）

（５）

ｃ。掣＝一半

由以上分析可知，在占空比０．５≤Ｄ＜ｌ时，比Ｉ为级联Ｂｏｏｓｔ前级升高的电压，Ｋ２为级联状态３：开关管Ｓ。导通、Ｓ。断开，电源给电Ｂｏｏｓｔ后级升高的电压。后级电压与并联的第二相感Ｌ。充电，电感 …… 此处隐藏：1530字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……