电动汽车异步电机矢量控制驱动系统若干问题的研究(2)

若滤波器的时间常数是固定值，电机频率比滤波器截止频率低时会产生较大的磁链估计误差。可编程的滤波器方法使滤波器的时间常数随着同步旋转频率的变高而变小，滤波器的极点在低速时接近原点，在高速时远离原点，这样可以减小磁链估计的幅值和相位误差。但在极低速范围，过大的时间常数仍会产生直流偏置。

观测值补偿方法是通过直极坐标变换将观测磁链的幅值和相位进行分离，进行限幅后再合成以补偿低通滤波近似代替积分所引起的磁链幅值和相位的误差，如图１．１所示。图１－１磁链观测值反馈补偿

第一章绪论

４）组合模型

电压模型和电流模型都是对同一物理对象的描述，之所以会有不同效果，是由于电机参数准确度，检测精度和计算精度等因素的影响，并非物理过程的不同。由于二者的不同适应范围，因此可以考虑将二者结合起来使用：即在中高速时由电压模型起作用；而在低速时

＼

由电流模型起作用。二者的切换须是平滑过渡，可以利用调整系数比例完成，如式（１－６）所示，也可以用滤波器的方式完成。其中的电流模型可以采用参考值也可以采用观测值。

０＝Ｋ。口。．＋（１一Ｋ。）ｏｏ。（１－６）

其中，目为组合模型的转子磁链位置角，目。．为电压模型转子磁链位置角，以。。为电流模型转子磁链位置角，Ｋ．。＝０～１。

闭环模型观测包括：

１）全阶状态观测器

它采用静止坐标系中的电机模型并加以电流误差反馈补偿，根据状态误差的动态方程和稳定性理论推导出稳定的自适应机制，可用于无速度传感器控制方案。由于采用了电流误差反馈及自适应机制，可以通过极点配置等方式增强观测器的参数鲁棒性和收敛速度。图１—２给出了利用全阶状态观测器作为可调模型得到的ＭＲＡＳ磁链观测器。图１－２基于ＭＲＡＳ的全阶状态观测器

第一章绪论

尽管它利用闭环观测代替了电压模型中的纯积分，解决了纯积分带来的初始值不准确和零漂问题，但本质上仍是电压模型和电流模型的组合，并未从根本上消除电压模型中反电势测量对参数的依赖性和低速运行时信噪比低的问题。实际应用时，往往需要参数辨识算法或者一些补偿方法来配合使用，计算量较大。

２）卡尔曼滤波器

扩展卡尔曼滤波算法则卡尔曼滤波器在非线性系统中的推广应用。它提供了一种迭代形式的非线性估计方法，避免了对测量量的微分计算，而且通过对Ｑ阵和Ｒ阵的选择可以调节状态收敛的速度。该方法计算量较大，而且这种方法是建立在对误差和测量噪声的统计特性已知的基础上的，需要得到合适的特性参数。

３）模型参考自适应观测器

模型参考自适应（ＭＲＡＳ）方法辨识主要是将含有待估参数的方程作为可调模型，将不含未知参数的方程作为参考模型，两个模型具有相同物理意义的输出。利用两个模型输出量的偏差根据一定自适应率来实时训节可调模型的参数，形式灵活，计算量较小，易于实现。选择／１ｉ同参考模型及可调模型可构成多种ＭＲＡＳ方案。图１．３给出了以电压模型作为参考模型，以电流模型作为可调模型构成的实现方案。

图１－３ＭＲＡＳ磁链观测器

此外，还有基于滑模控制理论设计的观测器，具有良好的动态特性和参数鲁棒性，由于开关频率的有限性，观测器存在“抖动”。１．２异步电机弱磁控制的现’扶【２０】’【２８】

电动汽车对电机驱动系统的弱磁运行性能有较高要求，期望能够得到尽可能宽的恒功率运行范围，减少变速箱等机械装置，提高转换效率和降低汽车成本，满足超车等运行车况的要求。有限的供电电压无法提供电机转速升高所需的不断升高的转子反电势，因此需要选择适当的弱磁方法在满足电机及逆变器的电压和电流限制条件下得到尽可能大的电机转矩输出，功率输出及良好的系统动静态特性。

期望得到的整个速度范围内的功率和转矩变化规律如图１—４所示。另外，弱磁运行时电机转速很高，电机励磁和电机参数也会发生变化，因此希望弱磁控制方法具有较强的参数鲁棒性。

‘

ｈＨｑＩｑＩ¨ｈ４口｛“ｍⅥ删ｈ嵴玎；‘ｌ、”ｑ。Ⅷｈ‰抻‘淞ｔ

；

：：Ｉ妊《们１Ｒ。曲ｍ：：轧卵”≈

ｈ ｆⅢｌ、∽ｌＩ。ｉ■Ｉｕｒ■ｌ砷

、Ｐ删｛｛．，‘“Ｓ社ｔｄ＾州ｄ札＾“

图ｌ一４电机功率及转矩输出特性

现有的弱磁控制方法主要包括以下几类：

１）传统的转予磁链与转速成反比（％，）的弱磁方式如式（１—８），该方法是在电机转速高于额定转速后将转子磁链给

定值设定为与转子转速成反比，简单易行，与电机参数无关（本文中简称％，方法），但会造成电机端电压的升高，难以满足宽调速范围内保持安全运行电压的要求。

∥ｍ＝‰导

２）恒压弱磁的控制方式“－７）其中，少。，为额定转子磁链，ＣＯｎ为额定转速，ｑ为＼电机转速。

该方法将定子电压保持在额定电压，根据电压控制环调节器的输出来控制电机的励磁电流，简单易行，不需要电机参数，且满足电机及逆变器的电压限制条件。该方法不能保持电机的恒功率运行，弱磁运行时电机输出功率会随电机转速的升高而持续下降。

图１—５恒压弱磁框图

３）基于电机模型的控制方式

电机的励磁电感存在磁饱和现象，电感会随着励磁电流的调整发生变化。因此在电机方程及励磁电感建模的基础上，一些方法采用精确的弱磁电流解析形式，如式（１．８），提高了电机的转矩输出能力和动态响应。但这类方法的有效性强烈依赖于电机参数的准确性，励磁电流控制开环，鲁棒性较差。如图］－６所示。

Ｌ。＝ｋｏ＋ｋｌｉ．ｄｏ＋ｋ２ｉ：ｏ（１－８）

其中，Ｌ。．为电机互感，ｋ。／ｋ。／ｋ：分别为多项式系数，ｉ。。＝ｉ。为电机额定空载励磁。

图１．６基于电感建模的弱磁电流控制

１．３共模电压与ＰＷＭ调制‘２９１～【３７Ｊ

现代交流驱动系统中ＥＭＩ来源及耦合作用关系非常复杂，与系统接地方式及接地状况、电压等级、并联系统的数目、线缆长度、功率器件的开关频率、驱动电路的工作形式等都有很大的关系。ＰＷＭ控制所产，｜ｉ的共模电压及其引发的共模电流是其中非常重要的因素。电气系统的电磁兼容性应在设计阶段就予以考虑，仅采取后继的一些改善措施及屏蔽措施难以彻底解决问题。

一股中低压变频调速系统中电机的中性点是不接地的，在电机的，ｐ陆点与电源地之间会产生共模电压，并通过寄生参数建立与地之间的通路并产生高频的共模电流。这不仅会破坏电机绝缘，而且本质上是一利一高频谐波，通过其耦合通道带来严重的ＥＭＩ，干扰包括电机控

第一章绪论

制系统在内的诸多电子装置的运行和可靠性。

钳？一一‘扩～‘一‘‘责。一。。扩。。一一‘’一。。气

图１．７交流调速系统的共模耦合通道

［３４］提出采用三个相差１２０度的工作电压矢量进行参考电压的调制，可以将共模电压的幅值减至母线电压的。１，但电压调制系数不得

１３，

不减小且谐波分量也有所增加，如图１—８所示。

引，ｆ？¨…’

冈１—８三电压矢量合成图１－９两组三电压矢量合成

由于存在两组三个相差１２０度的工作电压矢量，用两组电压矢量进行调制时可改善调制系数及谐波特性，但同传统ＳＶＰＷＭ相比调制能力仍有所降低，如图１－９所示。

为减小共模电压，［３ｌ】提出一种基于四相逆变器的ＰＷＭ调制方 …… 此处隐藏：2130字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……