同轴腔体滤波器设计入门

同轴腔体滤波器设计入门

同轴腔体滤波器设计入门——无交叉耦合结构

2009-05-14 21:44:47 阅读518 评论0 字号：大中小

仿佛记得射频铁三角是功率、频率、和阻抗。涉及射频电路设计，总是离不开这三个要素。那么在滤波器的设计中最关键的因素是什么呢？

答案是谐振和耦合。

无论什么样的滤波器，终归离不开谐振和耦合。以通信系统中常见的同轴腔体带通滤波器为例，谐振就是单腔的谐振，对于对称结构而言，单腔的自耦合为零，换句话说，每一个腔体都谐振在该带通滤波器的中心频率上。同轴腔体滤波器的单腔可以被看作是一个由同轴传输线和分布电容构成的并联谐振器。那么很容易理解，在谐振频率的时候，并联谐振器的对地阻抗为无穷大，即满足Z0tan（Bd）=1/wC的条件。此时，信号可以无衰减的从一个腔耦合到下一个腔。

什么又是耦合呢，耦合指的是谐振器之间电磁场的相互作用，耦合包括级间耦合和输入输出耦合。对于无交叉耦合的结构来说，级间耦合仅仅包涵非相邻腔之间的耦合。对于级间耦合，需要理解阻抗变换器的概念，我记得《现代微波滤波器的结构与设计》上有句话是这么描述的，一个理想的阻抗变换器，好像是工作在任意频率上的四分之一波长变换线一样。换句话说，一个理想的级间耦合在任意频率上都是四分之一波长的。并不依赖于频率而存在。实际中的耦合当然不是这样，腔间主耦合常常是磁耦合，而交叉耦合滤波器有时会用到电耦合。那么通过电路仿真会发现，电耦合和磁耦合对于带外抑制的影响是不同的。

腔间耦合为磁耦合时，阻带高端的抑制度会优于阻带低端。而电耦合时，恰恰相反。这是因为磁耦合和电耦合都是依赖于频率的，它们仅仅通带的在中心频率处可等效为四分之一波长线。而带外则稍有差异。造成了抑制度的差异。

那么腔间的耦合如何识别呢。在HFSS中可以通过电磁场来判断腔间耦合。磁耦合的情况下，在对称面上磁场是连续的，电耦合的情况下呢，对称面上电场是连续的。这是一种很简单的方法适合初学者。而对于一个有经验的设计者对于常用的耦合都非常熟悉，可以凭经验判断出耦合的方式。最常见的级间耦合是通过开窗的方式，此时的耦合是磁耦合，将耦合螺钉深入腔体的内部可发现级间耦合增强。由于同轴腔的电场集中于开路端，而磁场集中于短路端，所以耦合螺钉深入腔体基本不改变磁场分布而减弱了电耦合，因此整体上呈现的作用是增强耦合。

对于通信频段的滤波器而言，常常担心的问题是带宽较宽，耦合量不够，即使窗口开到最大也无法满足耦合的需求，这时候有一些办法可以增加耦合量。如在腔体底部加一道连茎，或者在盖板上焊一段银线U字型银线等等。

输入输出耦合也有电耦合和磁耦合两种，电耦合常用于实现窄带时较弱的耦合，磁耦合即常见的抽头耦合，对于1%以上的带宽的应用比较常见。对于输入输出耦合的仿真常用的是反射时延的方法。详细的介绍可以参见Jiasheng Hong的《Microstrip filters for RFMicrowave Apllications》，一本非常经典的教材。说到滤波器的经

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典教材，cameron的那本《Microwave filters for communication systems》写的非常之好，内容也很丰富，值得细读。话说回来，在HFSS中仿真抽头的方法大致有四种：反射时延，反射相位，RLC，和PML。对于同轴腔体我个人比较喜欢RLC，可以直接读出Q值，无需换算。这四种方法我做过比较，仿真的结果差距非常小，可以忽略。

空气同轴腔滤波器通常认为是准TEM模，因为同轴腔不是理想同轴线那样的无限长结构，所以在开路端有电场分布。而不仅仅在同轴的内外导体间存在电场。

附图是用Ansoft designer设计出来的八阶滤波器的响应曲线。通带2110~2170，回波20dB。

抽头结构形式与仿真设计

振子 调谐螺钉 2009-05-14

滤波器的输入输出耦合结构常见的有抽头耦合，探针耦合，和环耦合。 对于抽头线结构来说，50欧姆的馈线通常直接连接在输入/输出谐振器上，输入输出耦合的强弱取决于抽头位置，抽头线径以及抽头线与腔壁之间的距离。抽头线位置离谐振器的短路端越近，抽头线径越细，抽头线与腔壁之间的距离越远，外部耦合越弱，外部品质因数越大。

探针耦合的强弱则主要取决于探针与谐振杆的距离以及探针的半径，探针耦合通常比较弱，应用在窄带的场合较多。相比抽头线耦合，探针耦合有一个较明显的优点，探针耦合省去了结构电容。

耦合环也是应用在窄带的场合较多，耦合的强弱取决于与谐振杆之间的距离以及耦合面积。耦合环的面积越大，耦合越强。

图1 从左至右，分别是抽头耦合，耦合探针，耦合环

外部耦合的极性不一定要与谐振器间的耦合一致，但是无论电耦合还是磁耦合，都满足：

（1）

外部品质因数的理论推导：

关于这一点，Jiasheng Hong的《Microstrip Filters for RFMicrowave Applications》已经分析的十分透彻。这里简单的介绍一下。

图2 单加载谐振器等效电路 图3 单加载谐振器的相位响应

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由图2可以得到激励源的反射系数：

（2）

其中Yin是输入导纳，

（3）

那么通过近似条件，

可以得到

（4）

通过上式可以得知，如果谐振器是无耗的，S11的幅度将恒等于1，也就是说图2中的并联谐振器相当于开路。，实际上，S11的相位响应曲线是关于的函数，图3给出了这个对应关系。在相位角为时，可以得到对应频率的变化值为，所以之间的绝对带宽为：

外部耦合的仿真方法主要有以下几种：

1 反射时延法

2 S11相位法

3 PML层法

4 RLC集总边界法

其中仿真中最常见的，也是调试中最常用的方法就是反射时延法。选中端口面，assign boundry->assign waveport。设置扫频范围，中心频率设置为滤波器的中心频率，一般扫频宽为中心频率正负各10%。由图4可以看到，该腔的中心频率为1.834GHz，反射时延为5.49ns。需要注意的是，在仿真的时候，需要不断的调整频率和时延，这是一个反复迭代的过程，在后面我们会介绍到通过designer+HFSS协同仿真的方法减少迭代次数，提高仿真效率。

图4 反射时延法端口设置

图4 扫频范围内的反射时延

根据时延与外部Q值的关系，，可以得到此时反射时延为Qe=15.82。

S11的相位和反射时延法类似，只是读取的参数不同。比较图4和图5会发现，反射时延的最大值所对应的点并不是相位曲线的转折点。这是因为，时延是对相位求导数得到的，而相位出现转折点，仅仅是Ansoft软件对结果的一种处理，在实际中，-180并不突变到+180。这一点是应该知道的。

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PML（Perfectly matched layer）边界，1994年Berenger提出一种新颖的由吸收媒质构成的良匹配层(PML-Perfectly Matched Layer)作为吸收边界的概念。假设该边界完全吸收电磁场，有两种形式的PML，一种是自由空间终止，它意味着电磁场从这个表明辐射到自由空间的任意方向，这种情况下要比radiation边界更合适，因为PML可以和模型距离很近，减少空间问题，另一中PML是反射自由终止，它类似一个波导，波沿该方向传播到无限；

RLC边界是HFSS中边界条件的一种，是一组并联的电阻、电感和电容组成的表面。与阻抗边界比较类似，所不同的是利用用户设置 …… 此处隐藏：1635字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……