3MIMO系统的移动终端单元天线设计(4)

用微带贴片的表面电流来分析，要准确的描述微带天线的场或者表面的电流是一

个很复杂的问题，在此我们借助了位于矩形微带天线贴片与接地板之间的电场来

简单说明一下微带天线的辐射机理。如图３．１∞）所示，贴片的尺寸为，×ｗ，介质片

的厚度为ｈ，ｈ“厶，厶为自由空间波长。微带天线可以看成一个宽为ｗ长为，的

一段微带传输线元，其终端处呈现开路，形成电压波腹。通常取ｚ≈彳。／２，丸为

波在微带线上的波长。于是另一端也将呈现电压波腹，贴片与接地板之间的电场

分布将大致如图３．１（６）所示【２２＿３＿４１。

Ｅ分布

图３－１矩形微带天线磁流与电场分布

假设电场沿微带贴片的宽度方向和厚度方向没有变化，那么贴片与接地板之间

的电场可以近似的表达为

Ｅ：＝Ｅｏｅｏｓ（ｎ．ｒ／／）（３—１）

电磁波的辐射由贴片四周与接地板之间的缝隙形成。根据等效原理，窄缝隙

上电场的辐射可由面磁流的辐射等效。等效的面磁流密度为

Ｍ，＝一露ＸＥ（３－２）

式中，Ｅ为贴片与接地板之间的电场矢量，以是缝隙表面的外法线方向单位矢量。

这些等效磁流的方向已在图３．１（ａ）ｄＰ用虚线标出。由图可以发现，沿两条Ｗ边的磁１２

论文

第三章小型宽带微带天线

流是同向的，图其辐射场在贴片法线方向同相叠加，呈现最大值，而随偏离此方向的角度的增加而减小，形成边射方向图。沿每边，边的磁流都由反对称的两部分组成，它们在Ｈ面上各处的辐射互相抵消；而两条，边的磁流由彼此呈反对称分布，

因而在Ｅ面上它们的场也都相互抵消。在其他平面上这些磁流的辐射不完全对称，

但是与沿两条宽边的辐射相比，都相当的弱。即天线的辐射主要是由宽边的磁流产生，这两个边叫辐射边。由于接地板的存在，天线主要向上半空间辐射，对上半空间而言，接地板的效应可以近似的等效于磁流旭加倍，且方向图基本不变。

由上面的分析可知，要求一个微带天线的辐射特性，我们需要求出辐射边的

磁流的大小以及非辐射边的磁流大小。

３．２．２微带天线的分析方法

微带天线分析的基本问题就是求解天线在周围空间建立的电磁场，求出电磁

场后，然后求出天线的方向图、增益和输入阻抗等参数指标，其中的重点也是难点就是求出天线周围的电磁场，在实际的求解过程中，我们往往只关心远场的分布。对于求解微带天线周围的电磁场分布是个很复杂的问题，到目前为止，很多理论模型被建立起来来分析微带天线的电磁场分布，这些理论模型主要包括传输线模型、改进传输线模型、空腔模型以及全波分析模型等。其中传输线理论模型主要用于矩形贴片，该模型将矩形微带贴片看成沿横边没有变化的传输线谐振器，

场沿纵边呈现驻波变化，辐射主要是由开路端处的边沿场产生，微带天线电磁场的求解问题就转化为求边沿场等效的磁流的电磁场问题，在该模型中，只考虑了

辐射边产生的辐射，忽略了非辐射边产生的辐射，即没有考虑天线的极化纯度的问题，计算的结果不很准确，且适用条件也很苛刻；空腔模型可用于各种规则贴片，但基本限于天线的厚度远小于波长的情况，该理论将微带贴片与接地板之间的空间看成一个周围为磁壁，上下为电壁的谐振腔，天线的辐射由周围磁壁上的等效磁流决定，它与传输线模型相比，它不但给出了主极化分量，也计算了非辐射边辐射所引起的交叉极化分量，因此它的计算结果比传输线模型准确，结果能满足工程要求，是工程应用首选的分析方法，在本文中也主要选择此理论模型作为定性的分析工具，下面也主要介绍空腔理论模型；传输线理论和空腔理论以牺牲计算结果的准确性为代价来简化计算过程，更准确的全波理论建立在解麦克斯韦方程的基础上，故是一种很精确的理论模型，但是其求解的过程比较麻烦。

微带天线是窄带谐振天线，它可以用一个有损耗的谐振腔。因此空腔理论模１３

论文

电子科技大学硕十学位论文

型成为了一种分析微带天线的比较合理的理论模型。在该模型里将微带天线与接

地板之间的四周看成磁壁，上下为电壁的谐振腔，天线辐射场由空腔四周的等效

磁流得出，天线的输入阻抗可以根据空腔内场和馈源边界条件求出。该方法把天

线的分析分为两步：第一是求出天线的场源分布也就是天线的封闭磁面上的等效

磁流的分布，称为天线的内问题：第二就是根据第一步求得的场源结果来求天线

的外场，称为天线的外问题。

３．２．２．１内场求解

为了更好的理解微带天线的辐射原理，下面我们以矩形微带天线为例，来分

析其求解的过程。选择微带天线与坐标关系如图３－２（ａ）所示。当ｈ＜＜厶，贴片与接

地板之间的电磁场可以作如下的假设：（１）内场不随ｚ坐标变化；（２）电场只有最分

量，磁场只有日。和日．，分量，为ＴＭ型场；（３）四周边缘切向磁场为零，即为磁壁。

当然实际的情况与假设具有一点的差异，譬如微带贴片的四周存在边沿效应，可

以适当严惩边沿的尺寸来等效，但不影响理论分析。

（口）

图３．２空腔模型的几何结构渤

空腔内场满足下列的复数形式的麦克斯韦方程（时间因子ｅ倒已经略去，以后

同）：

飞ｘＨ＝、∞￡Ｅ＋Ｊ

ＶｎｘＶ．日＝０

Ｖ Ｅ＝０ＥＨ＝－ｊ掣ｏＨ（３－３）

式中．，为ｚ向的电流源，由同轴线提供或者微带馈源提供，并因为基片很薄，设．，

不随ｚ坐标而变化，因此Ｖ ．，＝一ｊｔｏｐ＝０，从而有第四式Ｖ 冒＝０。对第二式取旋１４

论文

ｏｋ）３１．３（

第三章小型宽带微带天线

度可得

ＶｘＶｘＥ＝ｖ（ｖ Ｅ）一Ｖ２Ｅ＝－ｊｃａ／比ＤＶｘＨ（３＿４）

利用第一式消去凰得

Ｖ２且＋七２Ｅ＝ｊｃｏｐＤＪ（３—５）

式中

ｋ＝∞√∥Ｄ￡＝ｋｏ√￡，（１一ｊｔａｎＪ）（３—６）

ｔａｎＪ是介质损耗角正切。由于Ｊ＝ｚＪｚ，Ｅ－－ｚＥｚ，式可以化为标量方程

（Ｖ２＋七２）ｔ＝ｊ掣口以（３ ７）

由上式可以解得最后，便可以用麦克斯韦方程第二式求处飓和风：

日＝姆，＋坩，＝ｘ去等一ｙ去警（３－８）

一应用模展开法可以得式（３—７）的解如下：

Ｅ＝ｊ七。叩。军；≯：乏ｙ‘。）

（ｊ［，。ｊｃ，’搠）ｙｍ（３—９）

式中

＜，：ｙ’榭＞＝Ｊｌ，：ｙ’一出；（ｙ榭】｜ｃ，’。）＝ｐ脚沙‘Ｊ，？Ｉ凼（３ｑｏ）

当微带贴片为矩形时

小厮，，玎【Ｘ，ｌ兀’，

秒Ⅲ。ｃＯｓ——ｃｏｓ—二（３ １１）

口Ｄ

（３－１２）

‘＝广＝竽，＝扛万＝１２ｔｈｒ２ｃｏｘ／ｇｏｅｏ５ｉ一，ｑｏ。√∥口／ｅｏ２１２【ｊ‘

几Ｏ

ｋ＝ｋｏ×√ｓ，（１－ｊｔａｎＪ）（３一１４）

在式（３．１４）ｑ丁ｔａｎＪ＜＜１，所以ｋ的值是个近似于实数的复数；式（３．９）中ｋｍｎ是谐振模

的截至波数，为实数，由天线的尺寸和模序号ｍ，刀决定。当工作频率选得使ｋ很

接近于‰值时，式（３．９）ｑａ分母上七一ｋ很小而使得第（朋，刀）项振幅很大，于是内场

基本上就由这个项决定，在这个时候我们常常说天线工作于第（珊，，１）模式。由式（３．９ …… 此处隐藏：922字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……