PWM加相移控制的双向DC_DC变换器

第23卷 第10期 2003年10月 中 国 电 机 工 程 学 报

Proceedings of the CSEE Vol.23 No.10 Oct 2003

©2003 Chin.Soc.for Elec.Eng.

文章编号：0258-8013 (2003) 10-0072-06 中图分类号：TN624 文献标识码：A 学科分类号：470 4051

PWM加相移控制的双向DC/DC变换器

赵川红，　徐德鸿，　范海峰，　陈　　刚　

(浙江大学电力电子技术研究所, 浙江 杭州 310027)

A PWM PLUS PHASE-SHIFT CONTROL BIDIRECTIONAL DC/DC CONVERTER

ZHAO Chuan-hong, XU De-hong, FAN Hai-feng, CHEN Gang

(College of Electrical Engineering, Zhejiang University, Hangzhou 310027, China)　

ABSTRACT: A PWM plus phase-shift control bidirectional DC/DC converter is proposed. In this converter, PWM control and phase-shift control are combined to reduce current stress and both conducting and switching loss, to expand ZVS range. The operation principle and analysis of the converter are explained, and ZVS condition is derived. A prototype of PWM plus phase-shift bidirectional DC/DC converter is built to verify analysis. KEY WOEDS:

Phase-shift control; PWM control;

输入输出电压幅值不匹配时，变换器电流的应力和有效值会大大增加，而且轻载时变换器无法实现零电压开关。

图1为一种相移控制（PS）双向DC/DC变换器的原理图[7]。在变换器隔离变压器的两端各有一个变换单元。开关器件M1~M4的占空比为0.5。通过控制两个变换单元之间的相位关系来调节两个直流源之间能量传输。图中L1为变换器隔离变压器的漏感和外加串联电感的总和。它是变换器能量传输的重要元件，同时也保证了变换器的软开关的实现。图1变换器的双向能量传输控制的概念可以用图2(a)表示。输入方波电源vab的正负幅值为V1/2，输出方波电源vcd的正负幅值为NV2。当输入方波电源vab的幅值和输出方波电源vcd的幅值匹配时，即V1/2=NV2，简化电路的主要原理波形如图3(a)所示(N=NP/NS为变压器原副边的绕组匝比)。但当输入方波电源vab的幅值和输出方波电源vcd的幅值不匹配时，如V1/2<NV2，简化电路的主要原理波形如图3(b)。从图中可以看出变换器电流应力大大增加，即增加输入与输出之间无功功率的交换，于是增加功率器件、磁性元件的电流应力，增加了开关器件的通态损耗和磁元件损耗。

Soft-switching; Bidirectional DC/DC converter

摘要：该文提出了一种PWM加相移控制的双向DC/DC变换器。该变换器结合了PWM和相移这两种控制技术优点，不但可以减小变换器的电流应力和通态损耗,而且可以拓宽零电压开关的范围。该文详细地介绍和分析了变换器的工作原理，给出零电压开关的条件，最后给出了实验结果。

关键词：相移控制；PWM控制；软开关；双向直流变换器

1 　引言　

为了实现直流功率的双向传输，双向DC/DC变换器被应用在直流不停电电源系统、航天电源系统、电动汽车及电池充电器等场合。为了减小变换器的体积和重量，需提高开关频率。而传统变换器开关频率的提高会带来开关损耗的增加。近年来，出现了解决这个问题的不同方案。谐振、准谐振或多谐振技术方案[1~3]，变换器的电压电流应力较高，变频控制增加了滤波器设计的难度；能量缓冲吸收电路或有源钳位电路方案[4]，由于需要增加多个额外辅助元件，增加了变换器的复杂性；全桥相移技术方案[5,6]，由于主电路无需增加额外元件， 只需利用相移控制，即可实现软开关，因此引起关注。但当

图 1 相移控制双向DC/DC变换器

Fig. 1 A phase-shift bidirectional DC/DC converter

第10期

赵川红等： PWM加相移控制的双向DC/DC变换器

73

(a) 传统相移控制的简化电路

波形如图3(c)所示。和传统相移控制相比，PWM加相移控制减小了变换器的电流应力，减小了通态损耗，同时也使变换器在轻载时可以实现零电流开关。

2 工作原理　

变换器电路原理图如图1所示。在分析变换器工作原理之前，先作如下假设：变换器已达到稳态

工作；MOSFET看作为理想开关器件，且与体内二极管及寄生电容并联；L1是变压器T的漏感与外加串联电感的总和；变压器T的激磁电感LM足够大，因此激磁电流很小；输出滤波电感Lo的电感值足够大，其电流纹波很小；Ct1、Ct2和Cc1的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很小；Ct1、Ct2和Cc1与L1的谐振频率远低于变换器的开关频率。

(b) PWM加相移控制的简化电路

图 2 两种控制方式下的简化电路

Fig. 2 Simplified circuits under PS control and PPS

control

本文提出一种PWM加相移(PPS)的控制方式，简化电路如图2(b)。对器件占空比的PWM调节，相当于在电路中加入一个电子变压器，使得输入方波电源vab和输出方波电源vcd的正负电压幅值分别匹配，即vab和vcd的正幅值为V1 NV2，而vab和vcd的负幅值为NV2。 简化电路的主要工作原理

vgs1vgs2vgs3vgs4vab

V1/2

V1/2

NV2

NV2

vcd

vab vcd

V1/2+NV2

iL1

当V1/2=NV2时

(a) 传统相移控制的原理波形

74 中 国 电 机 工 程 学 报

第23卷

压降低到零，其体内二极管首先导通，之后它在零电压条件下被驱动开通，M4两端电压被钳位在VCc1。L1的电流变化斜率为

diL1/dt=(V1 VCt1+NVCt2 NVCc1)/L1 (1) 式中 VCt1、VCt2和VCc1分别为Ct1、Ct2和Cc1两端的平均电压。

阶段 2 (t1-t2): t1时刻，M1被关断。与M1并联的电容被iL1线性充电，与M2并联的电容被放电。本阶段末，M2两端的电压变为零。

阶段 3 (t2-t3): M2的体内寄生二极管在t2时刻导通，M2被零电压开通。iL1变化斜率为

diL1/dt=( VCt1+NVCt2 NVCc1)/L1 (2)

(f) 阶段 6(t5 t6)

(g) 阶段 7(t6 t7)

图　4　　变换器正向工作模式等效电路图

Fig. 4 Operation stages of the converter in the forward

(h) 阶段 8(t7 t8)

(b) 阶段 2(t1 t2)

阶段(d) 阶段 4(t3 t4)

(e) 阶段 5(t4 t5)

第10期 赵川红等： PWM加相移控制的双向DC/DC变换器 75

阶段 6 (t5-t6): t5时刻M2被关断。因为iL1仍为负向，与M2并联的电容被充电而与M1并联的电容被线性放电，直到M1两端电压变为零为止。

阶段 7 (t6-t7): M1的体内寄生二极管在t6时刻导通，之后M1在零电压条件下被开通。M2两端的电压被钳位到V1。iL1变化斜率为

diL1/dt=(V1 VCt1+NVCt2)/L1 (4) 阶段 8 (t7-t8): t7时刻M4被关断。与M4并联的电容被充电而与M3并联的电容放电。本阶段之后新的开关周期又开始了。

V1=48V，V2=20~30V，额定传输功率为100W，NP: NS=1:1，LM=1mH，LO=140µH，Ct1=Ct2=13µF，Cc1=2.2µF，开关频率f=100kHz，M1~M4：IRF540。传统相移控制方式时，可算出平均电流应力最小的最佳电感值L1=4.4µH。PWM加相移控制方式时，设计 L1=2.844µH。

图6是两种控制方式下的电流应力的比较。从图中可以看出，传递相同功率时，PWM加相移控制方式下的电流应力明显比传统相移控制方式下的电流应力小。流过开关管的电流小了，开关管的通态损耗也降低了， …… 此处隐藏：4885字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……