全桥双向DC_DC变换器移相控制策略的改进

全桥双向DC_DC变换器移相控制策略的改进

第45卷第9期2011年9月

电力电子技术

PowerElectronics

Vol.45，No.9September2011

全桥双向DC/DC变换器移相控制策略的改进

刁

卓，孙旭东

100084）

（清华大学，电机工程与应用电子技术系，北京

摘要：在全桥双向DC/DC变换器（的传统移相控制策略中，存在循环能量的问题。针对此问题，提出了一种BDC）

并将此控制策略新型移相控制策略，该控制策略完全消除了循环能量。给出了新型控制策略的具体开关过程，与传统控制策略及其他改进控制策略在电流纹波、效率等方面进行了细致的比较。最后对该新型移相控制策略进行了实验验证。

关键词：变换器；全桥；移相控制；循环能量中图分类号：TM46

文献标识码：A

文章编号：1000-100X（2011）09-0072-02

AnImprovedPhase-shiftedControlStrategyforFull-bridgeDC/DCConverter

DIAOZhuo，SUNXu-dong

（TsinghuaUniversity，Beijing100084，China）

Abstract：Inthetraditionalphase-shiftcontrolstrategyforfullbridgebidirectionalDC/DCconverter，thecirculatingenergyproblemexists.Thispaperproposesanewphase-shiftcontrolstrategy，whicheliminatesthecirculatingenergytotally.Thenewcontrolstrategyiscomparedwiththetraditionaloneincurrentrippleandefficiency.Fornewcontrolexperimentalresultsfromaprototypearepresented.strategy，

Keywords：converter；full

bridge；phase-shiftcontrol；circulatingenergy

1引言

在多种系统中，连BDC[1]作为能量调控电路，

接直流母线和储能装置，根据外界负载要求，调节直流母线和储能装置之间的能量流动[2]。

BDC拓扑结构种类繁多，但出于安全性和实用性考虑，现在应用中多采用隔离型BDC。其中，应用最多的是移相控制的电压源型全桥BDC。该变换器发展较早，具有诸多优点，但存在循环能量问题[3-4]。在此针对该问题重新设计了移相控制的开关过程，提出一种新型移相控制策略，完全消除了循环能量，给出该控制策略的具体开关过程，将新型控制策略与传统控制策略在电流纹波、效率等方面进行比较。最后以10kHz，1kW全桥BDC为样机，给出了新型控制策略的实验结果。

IGBT，VD为IGBT的反并联二极管，C为IGBT结

电容和外加谐振电容的总和，L为变压器初次级漏感总和，变压器匝比满足n1∶n2=U1∶U2。能量的双向流动通过调节两边开关管控制信号相位差实现。

图1电压源型全桥BDC电路拓扑

在传统移相控制策略中，存在循环能量的问

先由U1（或U2）储题。循环能量是指在一周期内，

存到L中，后又回馈给U1（的能量。循环能量U2）并未真正传递，却在流动过程中产生导通损耗。因此，为提高变换器的工作效率，需要削减这种没有实际传输效果的循环能量。

这里提出的新型控制策略中，在一周期内，变换器有10种开关状态，有两次完全一致的能量传递过程，故下面以能量由U1向U2传递为例，只进行半周期（即一次完整能量传递）开关过程分析。

模式1U1侧输出能量给L，L的电流iL在

变压器初级电流通过VS1，U1的作用下线性增长，

2控制策略

电压源型全桥BDC电路拓扑结构如图1所

示。该电路由左右两侧完全对称的全桥电路构成，两侧采用形状相同的开关驱动信号（具有一定相位差的占空比为50%方波），开关器件VS采用

定稿日期：2011-03-02作者简介：刁

卓（1985-），男，辽宁沈阳人，硕士研究生，

研究方向为双向DC/DC变换器。

全桥双向DC_DC变换器移相控制策略的改进

全桥双向DC/DC变换器移相控制策略的改进

次级电流通过VS7，输入电流VS4流动，VD8流动，输出电流i2=0，i1=iL，uab=U1，ucd=0。模式2关断VS7，变压器次级电流由VS7向VD5转移。VS7电流逐渐减小，VD5电流逐渐增大，直至VS7彻底关断，次级电流通过VD5，VD8流动。

模式3U1侧传递能量给U2，初级电流通过VS1，VS4流动，次级电流通过VD5，VD8流动，iL在uab-n1ucd/n2=0作用下保持不变，i1=iL，i2=n1iL/n2，uab=U1，ucd=U2。关断VS1，变压器初级电流由VS1向VD3转移。VS1电流逐渐减小，VD3电流逐渐增大，直至VS1彻底关断，初级电流通过VD3，VS4流动。

模式4

θ∈（0，φ/2）0，π

π

（，i1=π1）KU2θ/（2πfLs）-KU2φ/（4πfLs）θ∈（φ/2，φ）

π

，KU2φ/（4πfLs）θ∈（φ，π）π

。i1在一周期内平均值I1=[KU2φ（π-3φ/4）]/（4π2fLs）

电路参数为：U1=170V，U2=48V，K=3.54∶1，f=

则新型控制策略下，输入电流纹10kHz，Ls=1mH，

波有效值为：△I=1

21

乙

（i1-I1）dθ=1

2

π

φ

φ-φ2

+

4π2π+22

3

π

2

L将能量传递给U2，初级电流通过

VD3，VS4流动，次级电流通过VD5，VD8流动，iL在-n1ucd/n2作用下线性减小，i1=0，i2=n1iL/n2，uab=0，

此阶段至iL=0时结束。ucd=U2，

稳态时各开关管控制信号（考虑死区）及iL波

模式5

π27362729

φ-φφ-π4π2

2φ4（π-φ）×17416πφ

（2）

传统控制策略下，输入电流纹波有效值为：π1836182363△I=+φ-φ

πφ-182φ4（π-φ）×17（3）绘出两种控制策略下△I1-φ曲线如图3所示。

21

π2

φ

形如图2所示（底部数字对应开关模式）。可见，在一周期中，电流正方向如图1i1，i2都为正值或零（所示），说明能量只从输入侧向输出侧流动，即彻底消除了循环能量。

图3两种控制方法下输入电流纹波与移相角关系

可见，在整个φ（的范围内输入电流纹波0～π）均有明显下降。同理，可绘制输出电流纹波有效值曲线，发现输出电流纹波也有明显降低。

4

图

2

开关管控制信号和电流信号

实验结果

在上述开关过程中，仅需驱动VS1～VS8用作

整流二极管，并且VS1，VS3，VS5，VS7均可实现零电压开通（，模式3阶段VS5可实现ZVS，模ZVS）

式5阶段VS3可实现ZVS，在后半周期内，VS3，VS7也可实现ZVS。

实验参数如下：U1=170V，U2=48V，VS1～VS8采

开关频率fs=10kHz，变压器匝比用PM50RLA120，

电感Lk=1mH，输出滤波电容Co=1mF，负n=3.5∶1，

载RL=2～20Ω。实验波形如图4所示。

3性能分析

在上述能量传递过程中，模式2，模式4实际为开关管关断过程，时间极短，对传递能量，电流纹波影响不大，因此进行性能分析时将这些阶段忽略不计。

由图2可见，即为π），故仅i1实际周期为T/2（

即0～π）内波形即可。经推导，需分析i1在0～T/2（

内表达式为：i1在（0～π）

图4

实验波形（

R=8Ω）

下转第87页）（

全桥双向DC_DC变换器移相控制策略的改进

一种新型移相控制FB-ZVZCS-PWM变换器

变换器关断期间，整流二极管两端电压同样基本保持不变。

[3]

：Trans.onIndustrialElectronics，2001，48（4）777-785.KimYoonH.AZVZCSPWMFBDC/DCKimEunSoo，

ConverterUsingaModifiedEnergy-recoverySnubber[J].：2002，49（5）1120-I …… 此处隐藏：4246字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……