PWM加相移复合控制双向DCDC变换器优化设计

PWM加相移复合控制双向DC/DC变换器优化设计 [ 2007-10-17 19:46:09]

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摘要:提出了5 kW PWM加相移复合控制双向DC/DC变换器的优化设计.根据不同的开关器件MOSFEWIGBT和不同的输入电压42V/380V,依据开关损耗模型设计开关损耗最小的双向DC/DC变换器.根据PWM加相移复合控制的原理,提出了一种新的控制方案.

关键词:相移控制:PWM控制:双向直流变换器

O 引言

双向DC/DC变换器可广泛应用于直流不停电电源系统、航灭电源系统、电动汽车等应用场合.传统的相移控制双向DC/DC变换器不需要辅助开关就可以实现ZVS软开关.当输入电压和输出电压的幅值不匹配时,相移控制双向DC/DC变换器有较大的电流应力而且软开关范围会减小.PWM加相移复合控制双向DC/DC变换器解决了上述问题.

1 PWM加相移复合控制的工作原理

图l是相移控制的双向DC/DC变换器.在隔离变压器两侧各有两个开关.开关S1(S3)和S2(S4)是互补工作的,占空比是0．5,电感L1是能量传输器件.图2是相移控制的概念图.图4(a)是当等效输入电压vab幅值等于等效输出电压Vcd幅值,即V1/2=nV2,n=Np:Ns是变压器变比时相移控制的原理波形图.当等效输入电压vab幅值不等于等效输出电压vcd幅值时,图4(b)是V1/2

2 变换器的开关损耗分析

PWM加相移复合控制双向DC/DC变换器如图1所示,开关S1(S3)和S2(S4)是互补工作,S1的占空比等于S3的占空比,即D=nV2/V1,S2的占空比等于S4的占空比.当输入电压和输出电压改变时,占空比也随之改变.当S1(S2)的驱动脉冲领先于S3(S4)的驱动脉冲,变换器工作于正向模式,能量由V1流向V2.当S1(S2)的驱动脉冲落后于S3(S4),变换器工作于反向模式,能量V2流向V1.L1是变压器漏感和外串小电感之和,是能量传输器件.图5是一个开关周期中,正向模式工作下的关键波形.

为了设计最小开关损耗的PWM加相移复合控制双向DC/DC变换器,本文分析了基于不同器件MOSFET或IGBT,不同输入电压等级42V或380V的开关损耗.

在图6中,vgs1是开关S1的驱动脉冲,vds1是开关S1漏源电压,vD1是S1反并联二极管的电压波形,iS1是开关S1的电流波形,iD1是开关S1反并联二极管的电流波形.TD1on为S1体内二极管的导通时间.tdead12为S1和S2间的死区时间.变换器的所有开关可以工作在ZVS下,开通损耗可以忽略.开关的损耗包括通态损耗和关断损耗.通态损耗由反并联二极管的通态损耗PD1和主开关的通态损耗PS1on组成.当开关关断时,假设开关的并联电容被恒定的电感电流线性充放电,开关的端电压线性下降.以开关S1是MOSFET情况为例,计算其通态损耗和关断损耗.

S1的导通时间是tc到t1,其等效电阻为RS1.通态损耗是电流流过其通态电阻产生的损耗.

S1反并联二极管的导通时间是tb到tc,其通态损耗是电压和电流的积分,可按式(2)计算.

S1在t1时刻关断,到了t2时刻电流下降到O.关断损耗足电压和电流的积分,可按式(3)计算.

设定仿真参数:开关频率f=100 kHz,移相角φ=45°,占空比D=nV2/V1=O.5.输出功率Pout=5kW.表1给出了4种不同器件和不同输入电压等级的电路设计方案.

如图7所示为变换器工作在(5kW)正向模式下,4种电路设计方案的效率比较和正向输出5kW时各个开关

的损耗直方图.损耗直方图从左到右依次为开关S1、S2、S3、S4的通态损耗、关断损耗、总损耗.

由此可以看出,器件的通态损耗是主要的,不同的器件和不同输入电压等级构成的电路设计方案对效率有很大影响.开关损耗最小的是电路A和电路D.但是电路D中,开关损耗主要由S4组成,开关S4的损耗在5kW达到了150W,这对于开关S4的热没计带来很大问题.与之相比,电路A中,开关损耗主要由S1和S2平均组成,这对电路的工作是有利的.因此电路设计方案A是优化的.

3 双向DC/DC变换器的控制框图

根据变换器的原理,本文提出了一种新的控制方案,如图8所示.电路的正向和反向工作方式由正向/反向控制信号控制两个复用器(MUX)切换.当电路正向工作时,反馈电压电流分别是输出电压和输出电流.电压外环经过PI后作为电流的参考,电流内环的误差经过PI后调节电路的移相角.电路的占空比由输入电压和输出电压经过运算,即D=nV2/V1得到.

4 结语

本文分析了不同器件和输入电压对电路效率的影响.分析表明,Sl和S2用MOSFET,S3和S4用IGBT,低压42V放在输入侧是优化的方案.本文提出了一种新的控制方法,可以同时调节电路的占空比和移相角.