宽带MIMO_OFDM系统信道估计算法研究(2)

hLSPCE=

f

-1

ΦHΨHw

K(INrNt FG)hLSPCE

当采用最优导频时,基于参数化信道的估计算法中,由式

(11)和(5)可知:

hLSPCE=Φ(ΦΦ)

H

4　　　单天线的OFDM系统中,[]中利用估计出的

),(,.这种方法也能够适用

-1

ΦhLSCE

[7]

H

(12)

由于Φ是一个列满秩矩阵,Φ的SVD可以写为

Φji

Φ=

ω

ΦNN

U′′11∑11V11

H

rMI.:

(,估计出hLSCE.取出对应于对发送天线i

j之间的信道参数(hLSCE)ji这里省略i和j,表示为

h0.

=

NNVNN

trtrH

H

′∑′V

(ⅱ)根据式(22),采用二分法搜索第p径的时延.

H2

τ^p=argmax|hpgp|

τ^∈P

p

(18)

(13)

(ⅲ)其中P={ ττ」-5,…, 」+5},hp表示对第p径搜),这里g( )的截断长索时的观察信道响应,[gp]l=g(l-τ

这里∑′ji是Φji的Np个从大到小的奇异值构成的对角阵,U′ji和Vji是相应正交的列构成的矩阵,分别是G×Np和Np×Np的矩阵.把式(13)代入式(12)可得:

(U′)hLSCEhLSPCE=U′

H

度为11.

(ⅳ)估计出第p条路径的时延后,就可以得到信道的复

(14)

增益^ap.

gh^ap=2

‖gp‖

H

其中用到了:

(U′ji)U′ji=I

H-1)2Vji[Vji(∑′]=Vji(∑′ji)

H

(19)

-2

H

Vji

(ⅴ)接着,把第p径的影响从观测信号中减去:

hp+1=hp-^apgp

(20)

2

).令p=p+1.如果‖hp‖大于噪声方差,则跳转到(ⅱ

H

从式(9)可以看出,hji位于Φji的生成空间,而U′是11(U′11)

Φji的生成空间的正交投影.基于参数化信道的算法先对Φji

进行SVD分解,然后把时域LS估计得到的hji正交投影到Φji的生成空间.采用上述算法可以降低运算复杂度,但是由于计算SVD仍然需要较大的计算量,后面我们将看到,时延估计时的迭代算法可以用较低的复杂度同时估计出信道响应.

313　MSE性能分析

否则,根据式(21),得到估计的信道参数.

^h=h0-hp

(21)

用同样的方法获得其他收发天线上的信道参数.

在搜索中,我们发现,上述算法有可能估计出一些伪径,而这些伪径通常就在已经估计出的时延附近.这是因为,如果估计出的时延有误差时,式(20)会引入噪声.但是估计出的伪径并不会降低估计信道参数的精度,从式(21)来看,如果估计到伪径会使得噪声估计更准,反而有利于估计出更精确的信道参数.当然,如果我们假设信道稀疏并且各个径之间的延时超过一个采样时间时,就可以去除这些伪径,也即|τp-τp+1|≤1,则丢弃本次搜索的τp+1.

下面推导信道估计的均方误差时,我们假定时延和路径数目精确已知.LSCE的均方误差:　　MSELSCE=

=

KNrNt

2

TE(hf-hfLSCE)(hf-hfLSCE)

-1

2H

NrNt

T(ΨHΨ)

M

(15)

等式成立的条件是采用式(7)中的最优导频.LSPCE的均方误差可以由下式给出:　MSELSPCE=

=

KNrNt

25　仿真结果

H

TE(hf-hfLSPCE)(hf-hfLSPCE)

H

H

　　基于以上的分析和描述,本文将这种信道估计应用于

MIMO2OFDM仿真平台,对系统性能进行了仿真和研究.系统

NrNt

2

Φ)Tr[Φ(ΦΨΨ

H

H

-1

Φ]

-1

2

H

工作在2.4GHz的载频上,带宽为10MHz,1024个子载波,采用

2根发送天线4根接收天线,空时发送采用V2BLAST.信道的

σ(16)=T(U′)ΨΨUNrNtM

满足式(5)时,等式成立,也即采用式(7)中的导频序列

相关阵Rt和Rr均为单位阵,最大多普勒频率为100Hz.每对

μs,但收发天线之间的多径时延不同,它们均匀分布在0～6.4

宽带MIMO_OFDM系统信道估计算法研究

第　7　期王东明:宽带MIMO2OFDM系统信道估计算法研究

Communications,1998,6(3):311-335.

1257

路径数目均为3,功率延迟分布服从指数衰减.系统采样周期μs,额外增加6.4μs的CP,因此整个OFDM块的持续时为0.1

μs.数据传输时,每个OFDM符号内都有128个均间为108.8

匀分布的导频.天线1的导频序列采用长度为128的Milewski序列,将天线1的导频序列移位64位得到天线2的导频序列.因此,当采用QPSK调制时,系统的数据传输速率为33Mbit/s,系统效率为3.3bit/s/Hz.仿真中,通过如下的方法设定比特能噪比,假设某时刻发送端总的发送能量为Es,则接收端每个比特的能量为Eb=Nr/(NtMc)Es.仿真中的比特能噪比定义为:Eb/N0=(NrEs)/(NtMcN0),其中,N0=σ为噪声的单边功率谱密度,Mc是每个调制符号中的比特数.接收端采用迫零检测算法来恢复发送数据.

图1和图2为采用QPSK调制时估计器的MSE性能和BER性能.其中,理想的LSPCE表示采用精确的时延和路径数目估计的方法,而DE2LSPCE表时计算法.从图1出,DE2LSPCE比传统的LSCE约好8.5dB,而与理想的LSPCE相差约5dB.理论上,根据式(17)(NP=3,G=64),理想的LSPCE方法比LSCE好13.3dB,仿真中可以看出,理想的LSPCE比LSCE将近好13.3dB,与理论分析非常吻合.衡量系统性能的最终目标是系统的BER,我们从图2可以看出,DE2

LSPCE算法比LSCE好将近2.5dB,同时也可以看出,我们的算

2

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作者简介

:

王东明　男,1977年生于河南偃师,东南大学博士生,主要研究方向为下一代移动通信系统中的关键技术.E2mail:wangdm@seu.edu.

cn.

高西奇　男,1967年生于安徽灵壁,东南大学教授、博士生导师,主要研究方向为未来宽带移动通信理论与技术

.

法与理想的LSPCE相差约0.5dB,而理想的LSPCE与理想信道估计下系统的BER性能已经非常接近.

6　结论

　　本文研究了宽带MIMO2OFDM系统的信道估计算法,提出一种新的最优导频结构和基于参数化的信道估计算法,并

进行了理论分析.这种参数化信道估计的方法也适用于其它宽带无线通信系统,它能够有效地估计多径时延和信道参数,大大提高信道估计的精度 …… 此处隐藏：2473字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……