文献翻译 - 图文(4)

A．技术规格 Buck式PWM整流器的输入和输出设计规格如表I。

表I：直流驱动实施的技术规格

B．硬件 图7显示了实施于烧结部的25kW 100A 10-20kHz直流电机驱动的前视板和内景。

图7 基于buck式PWM整流器的25kW 100A直流电机驱动的实现

(a)前视图 (b)内部

1)电路布局:为了尽量减少由于连接引起的漏电感，对电源电路的布局做了精心设计。这避免了电路中由于高di/dt产生的过压危险。定制的汇流排用于连接电源开关和输入/输出过滤器(图7(b))。

2)功率半导体:在主电路使用了第三代IGBT。在为了避免被过压击穿的情况下，选择快速软恢复二极管,他们的关断时间低于或等于IGBT。IGBT和各系列二极管都受控于电源线电压峰值和整流器输出电流的携带峰值。所有的功率半导体的额定值被选择为它们安全系数的两倍。

3)输入过滤器:由半导体开关引起的整流输入电流谐波被低通LC滤波器滤除，调谐

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到1 kHz(近开关频率的十分之一)。文献[13]中介绍到,它被设计成一个阻尼LC滤波器(图1),目的是消除谐振危险，该谐振可能会引起供应侧少许谐波分量与转角频率的重合。在这个阻尼低通滤波器中，电容值的最大化、电感值的最小化将会更好的过滤掉开关频率。然而,高的滤波电容意味着对单位功率因数的操作，产生更多的通过延迟转换信号去补偿电容式无功功率。

由于FWD当前在整流器的输出端目的是起保护作用,开关信号的最大延迟角被限制在30?。这将限制输入功率因数的工作范围能够保持为单位值。但是,作为一个设计项目,打算从满负荷的100%到10%保持功率因数接近单位值。因此,当选择电容值时,提高供应电流中的谐波失真必须兼顾对能使功率因数保持在单位值的有效工作范围的缩小。

最优滤波参数如下：在这些应用中Li?330uH,Ci?22uF以及Ri?5?。典型的电容和电感电流波形如图8。

图8 输入滤波器电流波形 Ch.3:电容器的电流(10mV/A) Ch.4:电感电流(10mV/A)

4)输出过滤器：为了过滤掉输出电压中的开关谐波频率(10—20kHz),阻尼二阶滤波器被连接到整流器的输出端，因此，穿过电枢终端。这些高频谐波电压分量引起电枢绝缘应力和通过轴承时由于高dv/dt引起感应电流。输出滤波器被调谐到1.5kHz，以获得一个衰减的将近其10%的转换频率脉动电压。一种无定形的金属芯(1密耳金属玻璃)被选为输入和输出滤波器的电感来减少功耗及芯片体积。考虑到标准芯片的尺寸和成本，输出滤波器的电感值被选择为L0?800uH，该值已足使输出电流接近标准水平，并取相应的电容值C0?10uF。

图9显示了输出滤波器电感的典型电压和电流波形。

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图9 输出过滤器电感电压和电流波形 ch2:电压 ch4:电流

(a) 时基：2 ms/div. (b) 时基：100us.

5)冷却系统:每个系统被放置在IP55的橱柜以关闭内部空气流通，该橱柜内配置有一个安装在顶部的工业空调如图7(a)。由于这个橱柜里的大部分耗散元素都是半导体,他们被安装在散热器的冷却扇上。这种散热器被安装在经由密封配件的橱柜后表面，功率半导体器件留在橱柜内,而散热片和冷却扇仍在外面。

C．控制器的实现 对系统的控制、保护和监控任务都是由微控制器数字执行的。控制器的硬件电路原理图如图10。微控制器最有用的必要是嵌入式外围设备(模数转换器、PWM模块、通讯块等）的高抗噪首选。PWM操作是由一个16位单片机（日立H8S2655)执行的。通过8位单片机(NEC78P058Y)对控制系统与用户界面进行监控和监督。其中一个被设计成整个系统的主控制器，包括过程控制。当整个启动条件都满足了，主控制器启动16位单片机使PWM运行。除了供应电压各种信号都被采用霍尔设备。所有的模拟信号(如图10)都通过单片机中嵌入的10位A/D转换器转换成数字形式。有功功率、无功功率、功率因数角都是通过单片机使用线电压VTR和剩余的线电流iS计算的。

图10 控制器硬件

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PWM操作系统的方框图如图11。因为切换策略要求两种不同的PWM模式及他们在每个时间段的转换如图5,所以两个PWM通道已足够。其中一个是比较三角形载波与参考正弦波从30?变化到90?的,而另外一个是比较两波形从90?变化到30?的。查询表中记录的是正弦波从30?变化到90?。为了维持期望的计算精度在转换时间从100us变化到50us的可能范围内,记录PWM运行的工作周期在每30us更新一次。载波频率可以被调整到10—20kHz，具体由负荷和气候条件的实际约束而定。这些PWM模式P1和P2以及它们的相反端P1和

____P2借助单位开关选择器管理开关,如图10。在图10中，3位数字信号

S0 S1 S2定义了图5中六个时间段中的一段和真值表。单位开关选择器的真值表见附表II。单位开关选择器的硬件被设计成一个组合逻辑电路，在每个时间段，它通过S0

__S1 S2信号的选择决定主开关和子开关搭配对PWM模式P1,P2及它们的相反端

__P2P1和

的接收。在运行期间，一旦探测出新的过零线电压,PWM模式立马按照真值表中所

给的序列指向下一个开关组。为了保护驱动和负荷，可以通过系统监控和控制部件以及单片机本身关闭单位开关选择器。

图11 控制系统框图

表II：开关选择器真值表

图12显示了主程序的流程图,该程序负责系统的运行。主要子程序的流程图也包括在该图内。在整个控制系统中有两种不同的PI控制器:速度和电流PI控制器。速度

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PI控制器通过轴转速信号与参考速度的比较产生电枢电流的设定值。轴转速信号可以直接从测速发电机得到或使用电枢电阻压降补偿技术计算出。电流控制器通过比较实际电枢电流信号与速度控制器产生的参考信号生成调制指数。根据式子(11)考虑到整流器供应侧的功率因数，需要对这种方法计算出的调制指数进行修正。功率因数单位值偏差通过转换整个开关模式和开关瞬间选择来补偿。由于FWD的存在，两个方向的移相角都被限制在30?。PI式速度和电流控制器是由软件内的离散时间实现的。电流PI控制器每250us进行输出更新以改变调制指标，它比直流电机的电气时间常数短得多。为了能灵活的调整参数、速度控制器应在可调时进行输出更新。由于速度控制器并不需要同电流控制器一样快,因而其最低更新时间被选为1.66us。

图12 直流驱动的流程图

六、实验结果

基于直流电机驱动的16位单位功率因数buck式PWM整流器自中期2000年以来已被成功运行在工厂内。 测试结果是从25kW1Q直流电机驱动运行在烧结区获得的，将呈现在本文中。在直流电机驱动运行在接近半载荷、开关频率为9.6kHz时的供应电流和相应相电压波形如图13。图14显示了输入功率因数对负载的变化。对所有已安装的直流电机驱动收集的实验结果显示了在功率因数超过满载到部分负载的工作范围时，输入功率因数几乎可以维持为常数。轻负荷（根据驱动规模低于满载10%-20%的负荷)时，在主要的功率因数范围内输入功率因数偏离了单位功率因数。这是一个预期的结果,因为最大可用于转换信号的30?相移产生于FWD的外部连接操作。

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