基于DSP的SVPWM逆变器的研究

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目 录

1 引言 ........................................................ 3 2 矢量变换控制与空间矢量调制 ................................... 3 2.1 矢量变换控制 ............................................... 3

2.2矢量变换控制的构想 ...................................... 3 2.3矢量变换控制的原理 ...................................... 7 3 基于TMS320F2407A的SVPWM实现 ................................ 7 4 实验 ........................................................ 9 结 论 ........................................................ 11 致 谢 ........................................................ 12 参 考 文 献 ................................................... 13

摘 要

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本文对空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)的原理进分析,在基于

DSP的交流电机调速试验对间矢量脉宽调制(SVPWM)

策略给予了实现。TMS320LF2407A 数字信号处理器的硬件结合软件实现方法控制逆变器进行交流电机调速实验,通过实验验证空间矢量正弦波脉宽调制算法的一些优点及其交流电机控制中的优良性能。

关键词:宽调制波形,矢量变换控制,电磁转矩,转子磁场,数字信号处理器;空间矢量脉宽调制;逆变器

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引言

在电气传动中，广泛地应用

PWM控制技术。在 1971 年德国学者提出的矢量

变换控制方法中，提出SVPWM策略宽调制(SPWM)及相对较新的空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)等而在众多的脉宽调制技术中,SVPWM是一种优化的PWM技术,此方法控制简单，数字化实现方便,能明显减少逆变器输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低脉动转矩，而且有更高的电压利用.为了保证SVPWM算法的性能,往往需要将控制周期缩短到几百微秒甚至几十微秒之内,单片机的运算速度已经无法满足要求[1] .由于DSP具有独特的优点使它特别适用于算法复杂的高性能交流调速控制场合本文在空间电压矢量PWM的原理进行分析的基础上,用TMS320LF2407A数字信号处理器的硬件结合软件实现方法进行了实验。

2 矢量变换控制与空间矢量调制

矢量变换控制

在1971年德国学者提出的矢量变换控制方法中，正交旋转坐标系的直轴为励磁轴（M）与转子磁场重合,交轴为转矩轴（T），转子磁场的交轴分量为零，电磁转矩的方程得到简化，即在磁场恒定的情况下，电磁转矩与交轴电流分量成正比，因此，感应电机的机械特性与他励直流电机的机械特性完全一样，实现了磁场和转矩的解耦控制。由于直轴和转子磁场重合，因此也称转子磁场定向控制。

2.2矢量变换控制的构想

众所周知，调速的关键问题是转矩控制，直流电动机调速性能好的根本原因就在于其转矩制的容易。 直流电动机的转矩表达式是

(Te+CT)+I= （2-1）

式中Te电磁转矩CT为转矩系数I为电枢电流 为磁通。

在直流电动机的转矩表达式中，电枢电流I和磁通 是两个互相独立的变量，分别主要由电枢绕组和励磁绕组来控制，在电路上互不影响。如果忽略了磁饱和效应以及电枢反应，电枢绕组产生的磁场与励磁绕组产生的磁场是相互正交的，于是可以简单

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地说电枢电流I和磁通 是正交的。对于三相异步电动机来说，情况就不像直流电动机那样简单了。三相异步电动机的转矩

Te CT I2 cos 2

式中为 Te 电磁转矩；CT 为转矩系数； I2为电枢电流cos 为磁通； 2为转子回路的功率因数角。从上式可以看出，异步电动机的转速不仅与转子电流I2和气隙磁有关，而且与转子回路的功率因数 2有关，转子电流I2和气隙磁通两个变量既不正交，彼此也不是独立的，转矩的这种复杂性是异步电机难于控制的根本原因。如果能将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可大大简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。矢量变换控制是基于坐标变换，其原则有三条

1. 在不同坐标下产生的磁动势相同（即模型等效原则） 2. 变换后功率不变

3. 电流变换矩阵与电压变换矩阵统一正交，

图 2-1a 图 2-1b 图 2-1c

(1)模型等效原则：图 2-1b 两相交流绕图 2-1c 旋转的直流绕众所周知，交流电机三相对称的静止绕组A,B,C ，通以三相平衡的正弦电流所产生的合成磁势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速cos （即电流的角频率）顺着A-B-C的相序旋转。这样的物理模型如图2-1a所示。然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、…… 等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。图2-1b

中绘出了两相静

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止绕组Ac和Ba，它们在空间互差90°，通以时间上互差90°的两相平衡交流电流，也产生旋转磁动势F。当图2-1a和2-1b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为图2-1b的两相绕组与图2-1a的三相绕组等效。再看图2-1c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组M和T，其中分别通以直流电流iM ,iT，产生合成磁动势F，其位置相对于绕组来说是固定的。如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转,则磁动势F自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图2-1a和图2-1b中的磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，图2-1a的三相交流绕组图2-1b的两相交流绕组和图2-1c中整体旋转的直流绕组彼此等效。或者说，在三相坐标系下的iA ,iB 、iC ，在两相坐标系下的i、ib和在旋转两相坐标系下的直流iM ,iT是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。有意思的是：就图2-1c的M,T两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的确是一个直流电机模型了。这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型.

现在的问题是，如何求出iA、iB、iC等效关系，这就是坐标变换的任务. 2）三相--两相变换（3S/2S 变换）

现在先考虑上述的第一种坐标变换——在三相静止绕组 A、B、C 和两相静绕组ac、bc之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称3S/2S 变换。图 2-2a 中绘出了A、B、C和ac、bc两个坐标系，为方便起见，取A轴和轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动在A、B轴上的投影都应相等，并考虑坐标变换原则2，令

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图 2-2a 图 2-2b

果电机三相定子绕组是Y形不带零线接法，即

Ia+Ib+Ic=0(2-3) iA+iB+iC+0(2-4)

则也可以由任意两相电流得到Ia,Ib，这时的变换式只需把（2-4）式代入（2-3） 式即可。

（3）两相—两相旋转变换（2S/2R变换 …… 此处隐藏：5595字，全部文档内容请下载后查看。喜欢就下载吧 ……